Beiträge von briegel

    Hallo Reinhard,


    ich warte auch auf ein paar Toshibas, mal sehen wann sie ankommen.

    Zwischenzeitlich habe ich dann ein wenig getestet.
    Wie schon erwähnt ist der Verstärker nun mit den NSDU-Treibern im Grunde stabil.

    Der 20kHz- Test am reealen Gerät ließ mich allerdings erschaudern.

    Das Ausgangssignal bei Vollaussteuerung ist in der negativen Halbwelle eher ein Dreieck, als ein Sinus.

    Dies zeigt auch die Simulation praktisch 1:1 so, wie das Oszillogramm aussieht.

    Bevor ich dann lange löte habe ich in der Simulation herumgewerkelt und festgestellt, dass die Stromquelle für 20kHz und Vollaussteuerung zu langsam ist.

    Änderungen führen allerdings leicht zur Oszillation. Fakt ist aber, dass der Basiswiderstand mit 2k7 und die Millerkapazität mit 68p die Verzerrungen verursachen (Wie sollte es auch anders sein...).

    Diese Verzerrungen liefert im Übrigen auch der "heile" Kanal.


    Gruß

    Norbert

    Ich denke, das ist, was Dir passiert ist,...Du hast in der Simulation die Angstwiderstände (>0,5 Ohm) drin gehabt. richtig?

    Jupp,

    ich hätte nicht gedacht, dass die Effekte derart groß sind, zumal ich hinter den Widerständen jeweils 470n eingefügt habe.

    In der Praxis haben die Widerstände selten negative Auswirkungen gehabt und dies bei so manchen unterschiedlichen Verstärkern.

    Die Versorgung bricht bei zunehmender Stromaufnahme ein und die parasitären Schwingungen treten dann auf, egal wie groß die Widerstände sind.


    Nun - ich gehe mal wieder in die Simulation mit veränderten Angstwiderständen und Abblockkapazitäten.

    Zwischenzeitlich habe ich von 2,1R auf 1,4R reduziert - Die Unterschiede sind nur marginal.


    Schön aber, dass du meine seltsamen Phasengänge auch darstellen kannst.


    Ergebnis mit 0,7R Angstwiderständen:

    Endstufe ist "stabil" mit 4R, 14R und unendlich R. Heißt: Minimal auftretende Schwingungspakete in den Kuppen bei einsetzender Übersteuerung.

    Dabei ist das RC-Glied am Ausgang mit 7R und 47n der beste Kompromiß bei unterschiedlichen Lastwiderständen.

    Testweise zum Lastwiderstand in Reihe geschaltete Induktivitäten zeigen keinen Effekt.


    Ich vermute mal, dass LTSpice bei Simulation der Schleifenverstärkung den Verstärker nicht aussteuert.
    Somit sind Effekte bei hohen Pegeln nicht erkennbar...

    Da müßte ggf. ein DC-Anteil über den Eingang addiert werden...


    Gruß

    Norbert

    Hallo Reinhard,

    danke für die Beispieldatei.

    Da die 4148-Modelle nicht in meiner Bilbiothek vorliegen, habe ich die bei mir vorhandenen Modelle verwendet, sowie die Potis durch Festwiderstände ersetzt.
    Anbei der Plot an 4R. Die Phase erscheint mir komisch. Mit 1000R als R-Last bin ich in etwa bei deinem Phasengang.



    Mit den Cs über den 100R rennt die Endstufe hier erfreulich gut ( inzwischen auch mit 1,4R Angstwiderständen). :-)



    Gruß

    Norbert

    Hallo miteinander,


    nach ein wenig überlegen, simulieren und probieren bin ich bei folgendem Zwischenergebnis:

    Testaufbau mit

    - jeweils 2,1R Angstwiderständen in Betriebsspannung

    - hinter den Widerständen jeweils 470n von Betriebsspannung gegen Masse.

    - Endtransistoren: MJ15003 und 15004

    - Treiber NSDU07 und 57

    - 33p an T1301 B-C.

    - kein RL-Glied im Ausgang (Mir fehlen die Bauteile)

    - Last: 10R, 4R, 14R, Klemme offen


    Herausgetestet:

    - Über R1322 und 1330 per LTSpice jeweils 1nF zur Beschleunigung drübergelegt : Positiver Effekt, die bewusswt in die Simulation eingebaute Schwingneigung verringert sich.
    In Praxis habe ich 560p über die Widerstände gelegt


    - Und nun das Verrückte: Ich habe R1338 auf 2,2R sowie den C1315 auf 47nFverkleinert. Positiver Effekt!


    Ergebnis:

    Die letzten pelzigen Verläufe an den Sinuskuppen sind weg.

    Die Einbrüche im Spannungsverlauf werden hiervon nicht berührt. Sie sind nur mit vorhandenen Lasten (100R und 1µF) zu beseitigen.


    Auf die 2SA1930 und 2SC5171 warte ich noch.


    Gruß

    Norbert

    So,


    ich bin wieder da.

    reinhard: Wenn ich den Rückkopplungszweig auftrenne und dort eine AC Quelle einbaue, erhalte ich einen unmöglichen Frequenzgang. Der Eingang der Endstufe ist dabei an Stelle der Eingangsquelle an Masse gelegt.


    Wenn ich aber im Rückkopplungszweig die Quelle vor dem Teiler anschließe und den zweiten Pol auf Masse lege, erhalte ich ein plausibles Bode-Diagramm (natürlich mit aufgetrennter Rückkopplung).

    Der Plot müßte m.E. die Schleifenvertstärkung darstellen (allerdings mit den Fehlern, die Wiedmann beschreibt).

    Käse ist auch, das inzwischen ON gestempelte (ONS) und M gestempelte (Motorola) - und auch Toshiba, Sanken, usw. äusserlich immer perfekter gefälscht werden, so dass man meist die Fälschungen per Augenschein nicht mehr erkennt, wenn man das Gehäuse nicht öffnet.

    Darum ist Inchange bei mir nach wie vor gesperrt - und Quellen, die solchen Mist verkaufen, sind für mich keine Halbleiterbezugsquellen.
    Ich habe die Inchange Transistoren BD317 und BD318 vor Jahre gekauft. Damals hatte ich den BD317 aufgesägt und ein meiner Meinung nach ausreichend großes Die vorgefunden.
    Der Emitter mit 3, die Basis mit 2 Drähten gebondet.
    Guten Mutes hatte ich das Paar eingebaut, gestestet (Pmax out, Ptot max, Übersteuerung, Leerlauf). Kein Schwingen und alles bestens. Dann, am Lautsprecher betrieben und bei geringer Lautstärke

    geht die Endstufe spektakulär durch in Verbindung mit einer Lichtbogenbildung zwischen Basis und Emitterwiderstand. Beide habe jetzt jeweil 1 Bein verloren.
    Um der Sache auf den Grund zu gehen, habe ich beide Transistoren aufgesägt mit einer sehr enrüchternden Erkanntnis:
    Der 317 war "OK" mit ca. 4,2x4,2mm , der 318 aber hatte am Emitter 2 Bonddrähte, an der Basis 1 und das Die ist ca.2,5x2,5mm groß. Das ist ca. 1/3 der Fläche das 317.


    @ Reinhard: Danke für die Infos. :-)


    Ansosten bin ich die nächsten Tage auf Reisen und muß das interessante CV1600-Thema pausieren. Außerdem muß ich Treibertransistoren finden und testen.

    Der Pelz auf den Kuppen muß schließlich noch weg.


    Gruß

    Norbert

    Neues Simulationsfile:

    Hallo Reinhard,

    erwartungsgemäß liefert dein file gute Ergebnisse. Allerdings sehe ich die Originaltransistoren und nicht die MJ1500x und die Berechnung dauert um Welten länger, als bei meinen bisherigen files.

    Daraus leite ich die Hypothese ab: Damit die Endstufe nicht schwingt, müssen die Treiber schnell sein (hohe Transitfrequenz, ca. >150 MHz, kleine Sperrschichtkapazität, ca. < 30 pF).


    NSDU57 / NSDU07 und BD419 / BD 420 sind nicht schnell genug, bzw. grenzwertig.


    Mit dem vorhandenen Kühlblech sind daher die von HaJo empfohlenen 2SA1930 / 2SC5171 erste Wahl.


    Dem schließe ich mich in der Einschätzung ein (dass in der Kette irgend etrwas zu langsam ist), spiegelt es doch eigene Erfahrungen wieder und das, was ich vor langer Zeit in der Regelungstechnik-Vorlesung gehört habe.

    Ob die NSDUxx nun zu langsam sind oder was auch immer, werde ich dann sehen, wenn ich die schnelleren, kapazitätsarmen Transistoren gefunden und erhalten habe.


    Woher hast du all die Transistormodelle? Und woher weißt du, dass sie die realen Transistoren gut beschreiben?


    Ich werde mich mal auf die Suche machen, was es in seriösen Quellen zu kaufen gibt...


    aus anderen Quellen beschaffen, die man sonst lieber meiden würde.

    Oh nein! Wenn die Teile Mist sind, stimmen die Daten und damit die Transitfrequenz nicht oder sie sterben im Betrieb und reißen die guten und leider teuren MJ mit in den Abgrund.

    Dann suche ich lieber aktuelle, passende Transistoren oder schau nach, ob aus dem Bereich der erprobten Transistoren etwas zu holen ist.


    Dann die Transistordaten:

    BD139: UCe max: 80V / 1,5A / Keine ft-Angabe / keine Cout-Angabe / PTot @Tc=25° = 12,5W - Scheidet aus.

    NSDUxx: UCe max: 100V / 1A /ft: typ. 200MHZ / COB: 30p / PTot @Tc=25° = 1,8W - Somit sollte er schnell genug sein(Quelle: Semiconductor Data Book und National 1978 )

    Später (Process39) gilt für den Prozess: Ft typ: 120MHz, COBO= 12p max. ft ist stark stromabhängig, liegt bei 10mA aber bei ca. 100MHz.


    So, für heute reicht es.

    Moin,


    der Arbeitstag ist vorbei, die öffentliche Gemeinderatssitzung auch, auf der mal aufgeklärt wurde, was uns die DB an neuen Strecken durch den Vorgarten bauen will (was im stillen Kämmerlein sehr weit fortgeschritten ist) und nun kommt der CV1600 dran.


    @ Reinhard:
    Ich hatte gestern noch mit deinem Modell die Spikes untersucht und auch mit dem sehr geringen Basiswiderstand an T1315 habe ich sie nicht beseitigen können. Obwohl die Verstärkung bei -40dB lag. Mich würde dein Ergebnis dazu interessieren.


    @ alle hier:


    Fakt ist:

    Der C an T1301 ist sehr wirksam. Das wurde schon im Saba Forum vor Jahren festgesetellt und ist hier nachgewiesen. Dort hat man 15pF als ausreichend ermittelt, aber meine reale Welt will mehr als 22pF sehen. 33pF werden OK sein.
    Der Kondensator ist so wirksam, dass es an Entschwingungsmaßnahmen an ohmschen Lasten von 4R bis unendlich R OK ist.


    Der BD139 /140 in der Treiberstufe gilt als schwingfreudig. Beide Simulationen zeigen aber, dass er stabil sein kann, so wie es Reinhard beschrieben hat.

    (Und ich habe hier keine BD139/140 rumliegen, sondern nur die Originaltransistoren). Und die BAV, die bei mir wirkt, aber bei Reinhard nicht, habe ich auch nicht ! =O

    Aber ich kann mit 22p die verkleinerten Basiswiderstände ausprobieren.


    Ich habe aber im Gegensatz zu Reinhard gesehen, dass der R über dem Serien-L am Ausgang besser ca. 300R groß sein muss, WENN ich am Ausgang eine Last von 5R und 100nF anaschließe.

    Dieses zusätzliche RC-Glied sollte für's Erste zeigen, ob die Endstufe dann schwingt.


    Und die verringerten Basiswiderstände an den Endtransistoren haben bei mir erheblichen Einfluß auf die Amplitudenreserve. Bei dir nicht?
    Du schriebst, dass deine Ergebnisse anders aussehen, als meine...


    Eine aktuelle Simulation mit 2R1 in Reihe zur Versorgung machen Ärger! Dann sollten mindestens 470n jeweils vor dem Verstärker nach Massen gelegt werden.


    Zwischenergebnis:

    Fix:

    - 2x470n gegen Masse in +/-UB.

    - CMiller 33p. (22p bringt das gleiche Ergebnis)

    - 2R1 Angstwiderstände

    - Treiber NSDU


    Variabel:

    - RL=10R leichtes Schwingen auf Kuppen ab +25Vs und -23Vs. Spike auf neg. Halbwelle beim clippen. Auf pos. Spike nicht vorhanden.

    - RL = unendlich. kein Schwingen aber Spikes auch ohne clippen

    - RL = 4R leichtes Schwingen auf Kuppe.Spike auf neg. Halbwelle beim clippen

    - Drossel von geschätzt 3µH vor RL bringt nichts

    - 100R mit 1,5µ || zu RL bringt nichts (Brennt nur ab bei 6kHz fullpower)

    - 82R mit 1,5µF ohne RL beseitigt die Spikes.

    - 10R und 82R mit 1,5µF. Leichtes Schwingen auf den Kuppen Spike auf neg. Halbwelle. Auf pos. nicht vorhanden.

    - R1324 und 1332 auf 28R reduziert. RL = 10R ab +26s und -24Vs leichtes Schwingen auf Kuppen. Spike auf neg. HW beim clippen. Anscheinend bringen 28R statt 56R eine minimale Verbesserung.


    Ich vermute, dass die Schwingungen nicht mehr aus dem Regelkreis kommen, sondern ggf. parasitär an den Endstufe entstehen (Emitterfolger neigen gerne mal zum Schwingen).

    Frühere Versuche mit einem Basiswiderstand brachten aber keine Besserung...


    Als Nächstes muß das RC-Glied raus (10R und 100n). Nur muß ich dazu die LP ausbauen - grrrrr




    Ansonsten ist es wichtig ein Programm zu nutzen, das

    1) auf jeden Fall richtig rechnet und

    2) die besten Modelle hat.


    LTSpice ist ne olle DOS-Oberfläche und etwas umständlich zu bedienen, tut es aber - und das ist wichtig.

    Word oder Windows muß man auch erlernen, wenn man es bedienen will.


    Vielleicht gibt es hier ja bald einen Simulations-Fred - wer weiß?

    Hallo Reinhard,


    Die Schottky wird erst bei Übersteuerung wirksam (hätte ich klarstellen können).


    Ich habe auf deine Kurzanleitung hin die Schleifenverstärkung und den Phasengang angesehen.
    Ich glaube, dass der negative Zweig entscheidend ist.

    Wenn ich R1332 auf 8Ohm absenke und R1330 auf 82R senke, aber am Ausgang alles unverändert lasse (also meine zugebauten Elemente nicht rauskante) und als Last 1000R setze,

    ist bei 180° die Verstärkung bei -40dB! (Bei 10kHz ist sie bei ca.+42dB ) ca.2,3MHz

    mit den 56R und 100R komme ich auf ca. -13dB. ca.1,5MHz


    Nun wäre zu prüfen, ob der Treiber mit dem höheren Emitterstrom klar kommt. 8R oder 56R an 0,7V ist ein nennenswerter Unterschied. Mit 15R sieht das Ergebnis auch recht passabel aus.


    Der Zobel ist mir auch aufgefallen, als destabilisierendes Element. Darum habe ich die 100R mit 1µ testhalber ergänzt.


    Die B-E-Widerstände der Endtransistoren sind für mich unbedingt Kandidaten für eine Anpassung, weil die MJ1500x sehr anders sind, als die Original-Transistoren.


    So, nun reicht es zunächst. Mal sehen, was in der Transisentenanalyse herauskommt.


    Und nochmal Danke für die vielen Tipps und Infos... :-)


    Gruß

    Norbert

    Das ist spannend.
    Ich hatte die Simulation mit den BD440 und BD441 durchgeführt. Ohne Spikes.


    Komisch. Du hast den Verstärker auch nicht übersteuert. Ich habe ihn clippen lassen und ich habe ein paar andere Transistoren, als du.
    Meine Simulation ist inzwischen spikefrei, WENN ich den Ruhestrom groß genug wähle. R1316 1317 = 60R
    Mache ich ihn zu klein, bilden sich Stromspikes im Nulldurchgang z.B. bei 45R. Ich vermute, die Schaltung verhält sich kritisch (gedämpft).


    anbei die .asc, als .zip getarnt.

    Dateien

    • CV1600.zip

      (12,11 kB, 12 Mal heruntergeladen, zuletzt: )

    So,

    der halbe Tag wurde mit LTspice verschönt....


    Insgesamt waren die BD139 besser.
    Inzwischen habe ich aber den BD441 und BD440 eingesetzt, weil die schwingfreudiger waren und du sie auch verwendet hattest. Ich denke, dass sie den NSDU007 und NSDU057 näher kommen.

    Dann habe ich mich gefragt, warum das RC glied (10R und 100n) den Verstärker in der Simulation (Transient Analyse) schlechter macht, insbesondere bei den Signalverzerrungen.

    Ich denke, es liegt am potentiell abreißenden Strom der Stromquelle T1305 und einer Übersättigung von T1312:

    Die Simulation zeigt, dass im Übersteuerungsfall sich die B-C-Spannung an T1312 umkehrt. Somit fließt ein B-C-Strom.

    Was das heißt, muß ich sicher nicht lange erläutern.

    Wenn die Übersteuerung vorbei ist, muß sich T1312 erholen. Das dauert. Und ich denke, dass er der oben erwähnte "Speicher" ist.

    Ich hab dann eine Schottky parallel zur B-C-Strecke gelegt, und damit das Signalverzerrungsproblem und die Querströme deutlich entschärft.

    Warum sich die Spannung umdreht, habe ich noch nicht durchdrungen. Es ist aber klar erkennbar, dass die Schottky-Diode Wirkung hat.

    Das Ergebnis eines umfangreichen Versuch > Verwerf > Versuch neu-Prozesses ist die angehängte Schaltung.
    Die 5R und 100n stellen eine weitere kapazitive Last z.B. der LS-Box dar.
    Interessanter Weise ist das Optimum der Schwingungsvermeidung bei einem L von ca. 2,5µH und einem rel großen Parallelwiderstand.


    Gruß

    Norbert




    Hier der Signalverlauf um T1312 herum mit Schottky:



    ... und ohne Schottky:


    Die grüne Kurve entspricht im groben auch der Ausgangsspannung.
    In der Simulation war RL = 10R.

    ergleiche mal die Ergebnisse mit den Modellen (ich verwende das ST Modell)

    Jupp, die Unterschiede sind verblüffend, wobei das ST-Modell die größten Querströme liefert :-(

    Interessanter Weise aber nur in der negativen Halbwelle...


    Die MJ15003-Modelle liefern auf den ersten Blick qualitativ das gleiche Ergebnis, quantitativ aber nicht. Das Mot-Modell zeigt einen größeren Querstrom.


    Alle BD139 zeigen aber dennoch ein besseres Bild, als der BD419 (den ich verwende).


    Mal sehen, was ich noch alles herausbekomme.


    Gruß

    Norbert

    So,

    Die Untersuchung der Phasenreserve und Schleifenverstärkung bedarf sicher noch etwas Übung, aber durch Ausprobieren

    habe ich herausgefunden, dass die Klamotte anscheinend mit dem BD139 / 140 als Treiber in der Transientenanalyse 1a funktioniert.

    Die Schwingungen, Signalverzerrungen und Querströme scheinen weg zu sein. Die beiden Transistoren scheinen das Zaubermittel zu sein. Nun wäre noch zu prüfen, ob sie elektrisch passen.

    (Spannung, Strom, Ptot...)

    Allerdings müssen bisher 100R als Last am Ausgang liegen oder ein RC-Glied mit 1µ und 100R.

    Dann kann der Ausgang mit 10R und 100n oder hinter dem RL-Glied mit 5R und 100n belastet werden.


    Leider ist mein MJ15003-Modell nicht das "ON-Modell". In der editierten Bibliothek sind die Parameter von den Paramtgern des ON PSPICE-Models verscheiden. Ws nun?


    Gruß

    Norbert

    Hallo Reinhard,


    im Laufe des Abends habe ich nun auch die Schaltung in LTspice übernommen.

    Bisher habe ich nur die Transientenanalyse mit dem MIller-C über T1301 durchgeführt. Der Rest ist zunächst Original. Die pegelabhängigen Nadeln sind auch vorhanden, werden nur stärker ausgerechnet, als sie tatsächlich sind.


    Ich bekomme sie nur weg, wenn ich die Endstufenverstärkung verringere. MIt R1306||1307 = 6k ist sie empfindlich. Mit 10k ist es gut...
    (Endstufe im Leerlauf, 5kHz und RC am Ausgang). OHNE RC am Ausgang sind die pegelabhängigen Nadeln auch weg!


    Spannend finde ich aber deinen "Fehler". Wenn der verpolte Transistor die Schaltung stabilisiert: Warum soll man ihn oder beide dann nicht verpolen?

    (da gehe ich gleich mal ran).




    Zu deinen Drosselvorschlägen möchte ich kommentieren, dass es ungünstig sein kann, Drosseln mit Kern zu verwenden, weil das Kernmaterial pegelabhängig seine Permeabillität ändern kann was sich wiederum ungünstig auf den Klirrfaktor auswirkt.


    Hier wäre eine Messung erforderlich.



    --- War dran. Beide Transistoren verpolen bringt bei den pegelabhängigen Störungen nichts, ist eher nachteilig.



    ---- Korrektur: Die pegelabhängigen Störungen sind bebi 10k weg, weil der Ausgangspegel gefallen ist. Wenn ich mit einem größeren eingangspegel rangehe, kommen sie wieder, allerdings etwas kleiner.


    Gruß

    Norbert

    Den 15 pF Miller an T1301 kannst Du auch so lassen.

    Ja, wahrscheinlich aber nur mit der geänderten Gegenkopplung! MIt der bestehenden sind 15p zu wenig. Der eingestellte Gesamt-Wert bei mir sind 2,7k.

    Somit wäre die Verstärkung 2,7/(47+2,7) = 18,4 = 25dB


    Ansonsten werde ich mal schauen, wie sich die Gesamtverstärkung des CV1600 verhält.
    Die Verstärkung der Endstufe ist zunächst irrelevant. Maßgeblich ist, dass bei einem vorgegebenen Eingangspegel und voll aufgedrehtemLS-Poti der Verstärker an die Clipüping-Grenze kommt.

    Also:
    Eingang Tuner, 600mV wählen, 600mV einspeisen, Poti auf Rechtsanschlag- Verstärker muß beginnen zu clippen oder Soll-Ausgangsleistung abgeben.


    Gruß

    Norbert

    Hallo Reinhard,


    hervorragend, dann werde ich noch einmal die Platine ausbauen, den Miller größer machen und von unten anlöten und die Millers an den Vortreibern verkleinern,

    die Gegenkopplung angehen und zu guter Letzt einen guten Ort für das RL-Glied suchen.


    Aber:

    Bist du mit der Gegenkopplung richtig unterwegs?
    Der Teiler ist 1k / 21k. Original war er 4k /51k (Wenn das Poti 1306 auf 5k steht). Somit wäre die Verstärkung deines Vorschlags 21, Original war sie 12,7.


    Wenn ich mir vorstelle, dass R1306 bis auf 0R gestellt werden kann.... Na ja, für eine Werkseinstellung mag es funktionieren. Aber wozu dann R1307? Ich hätte bei 2 Widerständen eine Reihenschaltung gemacht. Was solls, wir können die Ings nicht mehr fragen.


    Gruß

    Norbert

    Hallo Reinhard,


    hervorragend Arbeit ! Ich bin begeistert, auch darüber, dass die Spice-Modelle die Realität so genau widerspiegeln. Lob an die Entwickler der Modelle!

    Du hast herausgefunden, dass 33p als Miller-C an T1301 eine gute Wahl ist, auch das wird zutreffend sein. 15p waren bei mir zu wenig, 22p sind grenzwertig. Die Sinuskuppen sind leicht pelzig.


    Ich hatte auch herausgefunden, dass die Miller-Cs an T1306 und -12 in Sachen Schwingungen nur ein wenig bringen, aber den Leerlaufeffekt drastisch verschlechtern.

    Ferner hatte ich herausgefunden, dass die Verkleinerung von R1314 und -20 den Punkt, an dem die Unregelmäßigkeit im Signalverlauf auftritt zu höheren Pegeln verschiebt.

    Und die Verkleinerung von R1314 sich positiv auf die positive Halbwelle auswirkt.


    Das legt den Schluß naher, dass das Problem vielleicht nicht aus einem gesättigten Transistor herrührt, sondern ggf. einem abreißenden Ruhestrom in einer Endstufenhälfte.

    Ich hatte auch schon überlegt, ob die "Diodentransistoren" 1308 und -13 irgendwie satt werden. Ich finde aber keinen Anhaltspunkt dafür.

    Darum bin ich drauf und dran, die Dinger durch 1N4148 zu ersetzen

    oder die Miller Cs von 150 p an T1306 und -12 weiter zu verkleinern (vielleicht 47p), denn nach deinen Simulationen bringen die Cs keinen wirklichen Nutzen.


    Vielleicht kannst du das auch mal simulieren...



    3 A (ohne Last bei 42 Vs,

    das sind für den Transistor, der nicht durchgesteuert ist im Extremfall 3A * 84V = 252W. Gemäß SOA wird es noch nicht tödlich sein, aber wenn der Strom dann mal 5 oder 8A groß wird,

    gibt es Feuer im Verstärker.


    Gruß

    Norbert