Aufwändige Reparatur eines CV 1600

Hallo Norbert,

gut, dass Du das ansprichst!

Ich hatte in der DUAL Originalschaltung das Poti so eingestellt (auf 72 %), dass ich mit 1 Veff am Eingang 80 W an 4 Ohm am Ausgang bekam (17,9 Veff). Verstärkung = 25,0 dB

In der umgebauten Schaltung war die Verstärkung 25,6 dB, also dazu fast gleich.

Das Service Manual gibt zwar an, wie das Poti eingestellt werden soll, bezieht sich dabei aber nicht auf die Eingangsspannung an der Endstufe. Deshalb musste ich raten und habe Endstufen-Eingangsspannung = 1 Veff für 80 W an 4 Ohm am Ausgang angenommen.

Wenn ich aber von Poti-Mittelstellung (50%) ausgehe, wie Du, ist in der Simulation die Verstärkung in der Originalschaltung 21,1 dB (11,4-fach). Das ist nahe an den 12-fach, die Du nennst.

Dafür muss der 1 k Widerstand im Spannungsteiler-Zweig der Gegenkopplung der verbesserten Schaltung auf 1,8 kOhm vergrössert werden. Gibt damit dann in der Simulation 20,9 dB Verstärkung (11-fach).

Korrektur:

Den 15 pF Miller an T1301 kannst Du auch so lassen. Mit der geänderten Gegenkopplung sollte die Stabilisierung damit sogar besser sein als mit 33 pF.

Der 220 pF sollte zusätzlich zwischen die Basen von T1300 und T1301. Und wie Du schreibst, an den Vortreibern die C's runter auf 47 pF, sowie RL-Glied zusätzlich.

Ich bin gespannt.

Gruß

Reinhard

Hallo Reinhard,

Klasse und Interessante Expertiese.. Respekt.

Macht Spaß dies nachzuvollziehen.

Bin mal auf die Praxis gespannt.

Bekommt man ja Lust sich doch nochmal mit LT Spce zu Beschäftigen..

Gruß

Carsten

Hallo Reinhard,

großartig, dass die Probleme bei diesem Verstärker offenbar in der Schaltung selbst liegen und nicht im Aufbau. Bei Deiner Simulation sind ja Effekte wie der wilde Drahtverhau der Endstufentransistoren mit Kopplung untereinander noch gar nicht berücksichtigt, welche der Stabilität sehr wahrscheinlich nicht förderlich sind.

Nicht ganz klar ist mir die Schlussfolgerung, dass die vereinfachte Gegenkopplung die Sache nun richtig nach vorne bringen soll. Du hast die Werte umdimensioniert in Richtung niederohmiger. Das ist eigentlich immer gut, wenn es geht, und reduziert Störungen von außen. Dann hast Du den Trimmer weggelassen, womit leider der Abgleich der Balance entfällt und man mit verschobener Balance rechnen muss. Der wirkt sich in der Simulation aber gar nicht aus, die sieht hier quasi einen resultierenden Gesamtwiderstand. Die einzige, für die Simulation relevante Änderung, ist der Wegfall des Serienwiderstands des Kompensationskondensators, der ist jetzt direkt angeschlossen und damit in der Wirkung stärker. Kein Shelving Verhalten mehr, sondern reiner Tiefpass.

Ich bin sehr gespannt, ob sich die Praxis genau so verhält wie die Simulation.

Viele Grüße,

Oliver

Zitat von briegel

und zu guter Letzt einen guten Ort für das RL-Glied suchen.

Das L um den Widerstand wickeln und dann einseitig am ehemaligen Ausgang anlöten.

Zitat von HaJoSto

Das L um den Widerstand wickeln und dann einseitig am ehemaligen Ausgang anlöten.

So ein L ist riesengroß! Mit 3 Windungen über einen Widerstand ist es nicht getan.

Zitat von oldiefan

Den 15 pF Miller an T1301 kannst Du auch so lassen.

Ja, wahrscheinlich aber nur mit der geänderten Gegenkopplung! MIt der bestehenden sind 15p zu wenig. Der eingestellte Gesamt-Wert bei mir sind 2,7k.

Somit wäre die Verstärkung 2,7/(47+2,7) = 18,4 = 25dB

Ansonsten werde ich mal schauen, wie sich die Gesamtverstärkung des CV1600 verhält.
Die Verstärkung der Endstufe ist zunächst irrelevant. Maßgeblich ist, dass bei einem vorgegebenen Eingangspegel und voll aufgedrehtemLS-Poti der Verstärker an die Clipüping-Grenze kommt.

Also:
Eingang Tuner, 600mV wählen, 600mV einspeisen, Poti auf Rechtsanschlag- Verstärker muß beginnen zu clippen oder Soll-Ausgangsleistung abgeben.

Gruß

Norbert

Zitat von briegel

So ein L ist riesengroß! Mit 3 Windungen über einen Widerstand ist es nicht getan.

Naja, bei 2,2 µH so groß auch wieder nicht. Einen 1/4 Watt Widerstand sollte man natürlich nicht nehmen.

Habe einen kleinen Fehler gemacht. Es ist ja eine lange einlagige Spule mit einem Drahtdurchmesser von 1mm.

Dann kommt das hier raus:

Ich habe in meiner bisherigen Simulationsschaltung einen Fehler gefunden und muss korrigieren!

Er hat sich auf die Grund-Funktion der Endstufe nicht drastisch ausgewirkt, deshalb hatte ich ihn bis heute übersehen. Und zwar hatte ich T1313 ("Dioden-Transistor") verpolt in der Schaltung.

Einige der früheren Ergebnisse und Empfehlungen muss ich deshalb korrigieren und ergänzen.

I. Dies gilt nach der Korrektur für die Endstufenschaltung mit der originalen DUAL-Gegenkopplung:

1. Die Endstufe ist in ihrer originalen Bestückung schwinganfällig.

Die Schwingung wird dabei besonders leicht (in der Transientenanalyse) erkannt, wenn am Eingang ein sehr niederfrequentes Signal (Sinus mit 20 Hz) anliegt.

2. Die Schwingneigung wird lt. Simulation vermieden, wenn

a) an T1301 zwischen dessen Basis und Kollektor eine (Miller)-Kapazität von 33 pF ergänzt wird (wie Empfehlung zuvor) UND

b) C1307 und C1312 auf 470 pF vergrössert werden UND

c) ein RL-Glied (R=10 Ohm/2 W parallel zu L= 1,8-2,2 µH für Strom bis 8 A) in Reihe in den Endstufenausgang gelegt wird (Nachrüstung, wie empfehlung zuvor).

Die Massnahmen a), b) und c) reichen einzeln u.U. nicht aus. Sie sind gemeinsam aber sehr effektiv.

Zu Punkt b)

Hier war zuvor (noch mit dem Fehler in der simulierten Schaltung) herausgekommen, dass 420 pF keine ausreichende Verbesserung bewirken. Nach Korrektur kann ich das nicht mehr aufrechterhalten. Zwar haben 470 pF für sich alleine keine ausreichende Schwingungsunterdrückung zur Folge, aber zusammen mit den Massnahmen a) und c) wirken sie in der Simulation deutlich positiv. Der Frequenzgang der Endstufe wird dadurch nicht merklich beeinflusst.

Die verbesserte Schaltung belässt die originale Gegenkopplung. Es werden nur die drei Ergänzungen a-c) vorgenommen.

Korrigierte, verbesserte Schaltung:

Die Schleifenverstärkung sieht nach dieser Modifikation folgendermassen aus:

Bei 0 dB Schleifenverstärkung ist die Phase bei 150°, also beträgt die Phasenreserve 30°. In der Simulation reicht es (korrigiert).

Auch bei hoher Aussteuerung sieht es in der Simulation gut aus.

Test bei hoher Ausgangsspannung:

6,7 kHz Sinus bei 42 Vs an 220 Ohm Last (eine ohmsche Last muss vorhanden sein, damit das RL-Glied einen Strom "sieht"):

rot (n017): Signal von der Gegenkopplung an der Basis T1301

grün (Vout): Ausgangssignal an 220R.

Test bei hohem Ausgangsstrom (4,5 A eff):

6,7 kHz bei 25,3 Vs an 4 Ohm Last (80 W an 4 Ohm = Nennleistung):

II. Dies gilt nach der Korrektur für die Endstufenschaltung mit der vorgeschlagenen neuen, vereinfachten Gegenkopplung:

1. Die Endstufe ist mit der vorher vorgeschlagenen vereinfachten Gegenkopplung stärker schwinganfällig als mit der originalen Gegenkopplung. In der Simulation waren alle versuchten Massnahmen zur Beseitigung der Schwingneigung bei der vereinfachten GK nicht hinreichend zufriedenstellend.

Ich muss deshalb den vorher gemachten Vorschlag zur Vereinfachung der GK zurückziehen!

Der Phasengang der Schleifenverstärkung hat sich nach Korrektur meines Fehlers in der Simulationsschaltung stark verändert. Selbst unter Ausnutzung aller Möglichkeiten (z.B. Miller-Cs geändert, bzw. hinzugefügt) ist die Schleifenverstärkung bei 180° Phasenlage noch positiv, keine Phasenreserve - also keine Chance!

Auch die Transientenanalyse mit einem 20 Hz Sinus zeigt in der zeitdomäne Schwingung. Damit ist diese Lösung leider "vom Tisch".

DUAL (bzw. Südfunk?) ist "rehabilitiert!

Es gab/gibt einen guten Grund für diese unübersichtliche Gegenkopplung. Auf die "einfache Art" geht es hier nicht, jetzt gelernt. Ob das Poti zur Einstellung der Verstärkung ein "guter Griff" ist, bleibt eine andere Frage.

Spule:

Man kann sie auch fertig mit Ferritkern, dadurch kleinere Abmessungen (z.B. von Reichelt), beziehen. Den 10R / 2 W Widerstand lötet man einfach darüber/darunter an die Spulenanschlüsse und benutzt die überstehenden Draht-Enden vom Widerstand als Anschlüsse. Draht-Durchmesser sollte 0,7 mm (Minimum 0,5 mm) nicht unterschreiten, denn die Spule soll vernachlässigbaren ohmschen Widerstand haben und soll wenigstens 5 A "können", ohne merklich warm zu werden.

Beim Anbringen der RL-Glieder darauf achten, dass sie keinesfalls parallel nebeneinander plaziert werden, denn dann können die Felder koppeln und die Übersprechdämpfung verschlechtern und anderen Ärger machen. Sind die Spulen räumlich näher beieinander, setzt man sie im 90° Winkel zueinander, bzw. eines liegend, das andere stehend, am besten so weit voneinander entfernt, wie möglich.

Gruß

Reinhard

Hallo Reinhard,

im Laufe des Abends habe ich nun auch die Schaltung in LTspice übernommen.

Bisher habe ich nur die Transientenanalyse mit dem MIller-C über T1301 durchgeführt. Der Rest ist zunächst Original. Die pegelabhängigen Nadeln sind auch vorhanden, werden nur stärker ausgerechnet, als sie tatsächlich sind.

Ich bekomme sie nur weg, wenn ich die Endstufenverstärkung verringere. MIt R1306||1307 = 6k ist sie empfindlich. Mit 10k ist es gut...
(Endstufe im Leerlauf, 5kHz und RC am Ausgang). OHNE RC am Ausgang sind die pegelabhängigen Nadeln auch weg!

Spannend finde ich aber deinen "Fehler". Wenn der verpolte Transistor die Schaltung stabilisiert: Warum soll man ihn oder beide dann nicht verpolen?

(da gehe ich gleich mal ran).

Zu deinen Drosselvorschlägen möchte ich kommentieren, dass es ungünstig sein kann, Drosseln mit Kern zu verwenden, weil das Kernmaterial pegelabhängig seine Permeabillität ändern kann was sich wiederum ungünstig auf den Klirrfaktor auswirkt.

Hier wäre eine Messung erforderlich.

--- War dran. Beide Transistoren verpolen bringt bei den pegelabhängigen Störungen nichts, ist eher nachteilig.

---- Korrektur: Die pegelabhängigen Störungen sind bebi 10k weg, weil der Ausgangspegel gefallen ist. Wenn ich mit einem größeren eingangspegel rangehe, kommen sie wieder, allerdings etwas kleiner.

Gruß

Norbert

Imerhin habe eure Sims gezeigt, dass der CV 1600 auch mit heute - noch - gut erhältlichen, wenn auch teuren, Endtransistoren funktionieren kann, nachdem kleine Modifikationen durchgeführt wurden !

Beste Grüße, Uwe

So,

Die Untersuchung der Phasenreserve und Schleifenverstärkung bedarf sicher noch etwas Übung, aber durch Ausprobieren

habe ich herausgefunden, dass die Klamotte anscheinend mit dem BD139 / 140 als Treiber in der Transientenanalyse 1a funktioniert.

Die Schwingungen, Signalverzerrungen und Querströme scheinen weg zu sein. Die beiden Transistoren scheinen das Zaubermittel zu sein. Nun wäre noch zu prüfen, ob sie elektrisch passen.

(Spannung, Strom, Ptot...)

Allerdings müssen bisher 100R als Last am Ausgang liegen oder ein RC-Glied mit 1µ und 100R.

Dann kann der Ausgang mit 10R und 100n oder hinter dem RL-Glied mit 5R und 100n belastet werden.

Leider ist mein MJ15003-Modell nicht das "ON-Modell". In der editierten Bibliothek sind die Parameter von den Paramtgern des ON PSPICE-Models verscheiden. Ws nun?

Gruß

Norbert

Hallo Norbert,

Zu den L's mit Ferritkern:

Die kann man getrost nehmen, sind erprobt und ausgemessen, einschliesslich Klirrfaktor bis über 20 kHz, Intermodulation und allem pi-pa-po. Dadurch klirrt nichts. Im Audiofrequenzbereich spielt hier die frequenz- und pegelabhängige Permeabilität bei dieser kleinen Induktivität noch keine Rolle. 1,8 µH oder 2,2 µH macht für die Schaltung/Wirkung auch keinen Unterschied. Es geht ja nur darum, dass sie bei hoher Frequenz die Phase "richtig" verschieben und HF blocken. Zig-fach verwendet und vermessen. Bei Grundig so in der Serie verbaut (bei Verstärkern, die wesentlich weniger Verzerrungen als der CV 1600 haben).

Zu den Modellen von MJ15003/MJ15004:

Nimm diese, die sind bei mir bewährt:

.MODEL MJ15003_Mot NPN (IS=21.5P NF=1 BF=130 VAF=213 IKF=4.5 ISE=3.11N NE=2 BR=4 NR=1 VAR=20 IKR=6.75 RE=32.1M RB=.128 RC=12.8M XTB=1.5 CJE=12N VJE=.6 MJE=.3 CJC=659P VJC=.22 MJC=.2 TF=46.7N TR=1.8U Vceo=140 Icrating=20 Mfg=Motorola_1993)

.MODEL MJ15004_Mot PNP (IS=21.5P NF=1 BF=130 VAF=213 IKF=3 ISE=2.54N NE=2 BR=4 NR=1 VAR=20 IKR=4.5 RE=32.1M RB=.128 RC=12.8M XTB=1.5 CJE=14.7N VJE=.6 MJE=.3 CJC=659P VJC=.22 MJC=.2 TF=19.8N TR=765N Vceo=140 Icrating=20 Mfg=Motorola_1993)

BD139/BD140 Simulations-Modelle gibt es viele, manche führen beim CV1600 zu stärkerem Schwingen, andere weniger. Vorsicht mit dem Rückschluß vom (unvollkommenen) Transistormodell auf den realen Transistortyp. Auch kann es herstellerspezifische Unterschiede geben (ST, Fairchild, ONS). Die Modelle spiegeln nicht die herstellerspezifischen Unterschiede sondern nur individuelle Unterschiede der Modell-Entwickler, die mal Zufallsauswahl-Exemplare als Grundlage für die Modellanpassung gewählt haben, mal ein statistisches Mittel und sich mehr oder weniger Mühe gegeben haben. Manche Modelle versagen beim realistischen Einstellen von Ruhestrom, manche haben falsche Schaltzeiten, andere geben unzureichende Kennlinien, usw.

Vergleiche mal die Ergebnisse mit den Modellen (ich verwende das ST Modell):

.MODEL BD140 PNP ( IS=2.9537E-13 BF=201.4 NF=1.0 BR=23.765 NR=1.021 ISE=1.8002E-13 NE=1.5 ISC=7.0433p NC=1.38 VAF=137.0 VAR=8.41 IKF=1.0993 IKR=0.10 RB=1.98 RBM=0.01 IRB=0.011 RE=0.1109 RC=0.01 CJE=2.1982E-10 VJE=0.7211 MJE=0.3685 FC=0.5 CJC=6.8291E-11 VJC=0.5499 MJC=0.3668 XCJC=0.5287 XTB=1.4883 EG=1.2343 XTI=3.0 Vceo=80 Icrating=3 mfg=fairchild)

.MODEL BD139 NPN ( IS=2.3985E-13 BF=244.9 NF=1.0 BR=78.11 NR=1.007 ISE=1.0471E-14 NE=1.2 ISC=1.9314E-11 NC=1.45 VAF=98.5 VAR=7.46 IKF=1.1863 IKR=0.1445 RB=2.14 RBM=0.001 IRB=0.031 RE=0.0832 RC=0.01 CJE=2.92702E-10 VJE=0.67412 MJE=0.3300 FC=0.5 CJC=4.8831E-11 VJC=0.5258 MJC=0.3928 XCJC=0.5287 XTB=1.1398 EG=1.2105 XTI=3.0 Vceo=80 Icrating=3 mfg=fairchild)

--------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------

.MODEL BD140_Cordell pnp IS=120f BF=113 VAF=140 IKF=1.5 ISE=1000f NE=1.5 NF=1 RB=5 RC=0.01 RE=0.1 CJE=220p MJE=0.35 VJE=0.7 CJC=68p MJC=0.35 VJC=0.6 XCJC=0.5 FC=0.5 TF=320p XTF=10000 VTF=35 ITF=20 TR=100n BR=25 IKR=0.1 EG=1.2 XTB=1.5 XTI=3 NC=1.4 ISC=7p NR=1.0 VAR=8 IRB=0.01 RBM=0.01 mfg=CA041311

.MODEL BD139_Cordell npn IS=150f BF=260 VAF=99 IKF=1.2 ISE=70f NE=1.2 NF=1.0 RB=5 RC=0.01 RE=0.08 CJE=293p MJE=0.33 VJE=0.67 CJC=49p MJC=0.39 VJC=0.52 FC=0.5 TF=585p XTF=10000 VTF=35 ITF=20 TR=10n BR=78 IKR=0.14 EG=1.21 XTB=1.14 XTI=3 NC=1.45 ISC=19p NR=1.0 VAR=7.5 IRB=0.03 RBM=0.001 XCJC=0.53 mfg=CA041311

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.MODEL BD140ST PNP Is=0.188E-16 Bf=201.325 Vaf=39.764 Ikf=0.521 Ise=0.447E-15 Ne=2.771 Br=0.671E-01 Var=131.148 Ikr=0.494 Isc=0.921E-12 Nc=1.674 Nk=0.515 Rb=0.572E-01 Rbm=0.335E-02 Nf=0.981 Re=0.185E-02 Rc=0.127 Qco=0.214E-09 Rco=1.681 Vo=10.359 Gamma=0.579E-10 Cjc=0.469E-12 Vjc=0.715 Mjc=0.313 Cje=0.297E-12 Vje=0.735 Mje=0.384 Fc=0.526 Tr=0.129E-07 Tf=0.849E-10 Itf=0.332 Vtf=6.784 Xtf=0.505 Vceo=80 Icrating=1.5 Mfg=ST

.MODEL BD139ST NPN Is=0.271E-16 Bf=204.072 Vaf=158.022 Ikf=5.018 Ise=0.137E-17 Ne=1.712 Br=1.127 Var=10.749 Ikr=0.435 Isc=0.128E-17 Nc=1.046 Nk=0.207 Rb=0.571 Rbm=0.101E-02 Nf=0.982 Re=0.259E-01 Rc=0.413E-01 Qco=0.873E-10 Rco=4.999 Vo=6.291 Gamma=0.704E-10 Cjc=0.361E-10 Vjc=0.776 Mjc=0.409 Cje=0.102E-10 Vje=0.745 Mje=0.404 Fc=0.503 +Tr=0.118E-06 Tf=0.296E-08 Itf=0.229 Vtf=23.728 Xtf=0.569 Vceo=80 Icrating=1.5 Mfg=ST

Und noch was....

Das 1N4148 Modell hat zu lange Diodenschaltzeiten. Dadurch gibt es Störpeaks. Das Modell hat über 10 ns Abschaltzeit, tatsächlich sind es aber nur 3-4 ns. Nimm deshalb dafür das Modell BAS116.

.MODEL BAS116 D(BV=75 CJO=1.83p EG=1.11 FC=0.5 IBV=100u IS=1.48E-13 M=0.262 N=1.33 RS=8.48E-01 TT=8.66n VJ=3.44E-01 XTI=3 type=silicon)

Für Phasenreserve / Schleifenverstärkung habe ich zuletzt die neuere Tian-Methode verwendet.

https://sites.google.com/site/frankwiedmann/loopgain

https://www.youtube.com/watch?v=bXbDa9nglZI

Einfache Trennung in der GK durch eine eingefügte AC-Quelle geht aber auch, normalerweise hier bis 10 MHz identisches Ergebnis.

Dafür dort dann DC=0 setzen, AC Amplitude auf "1", Function= none, Ausgangszweig mit "A" markieren, Rückkopplungszweig mit "B" markieren, Eingang der Endstufe kurzschliessen und AC-Analyse durchführen, plot mit trace -V(A) / V(B) anzeigen lassen.

Gruß

Reinhard

Oha! Habe gerade gesehen, dass MJ15003 und 15004 bei Mouser inzwischen um die zehn Taler/St. kosten ! Da lohnt es sich zumindest ein wenig, nach dem moderneren Nachfolgern der MJ2119x-Reihe zu gucken. Die können zwar nur 16 A Collectorstrom (vs. 20 A bei MJ1500x), aber dafür 250 V Uce und sind wegen ihrer Ringemittertechnik (ONSemi nennt das Perfoated Emitter...) etwas schneller und robuster - und etwas preisgünstiger. Dafür gibt's doch sicher ebenfalls Spice-Modelle. Wie würden die denn im CV 1600 simulieren? Zudem gibt's die als MJL2119x im deutlich preisgünstigeren TO-264-Package, das mit etwas Biegen der Anschlüsse mit TO3-Bohrungen kompatibel ist.

Beste Grüße, Uwe

Du kannst MJ15003/MJ15004 problemlos vom Hersteller isc nehmen. Kosten derzeit 2,70 € in Wilhelmshaven.

Ich habe sie selbst verwendet - gut!

Die angeblichen MJ15003/MJ15004 von ONS aus China für kleines Geld sind mit großer Wahrscheinlickeit alles Fälschungen. Da wird ein 08/15-Typ einfach mit allen möglichen Typenbezeichnungen gestempelt, die gerade im Markt gut laufen. Wenn man nicht an die Grenzbelastbarkeit geht, tun sie den Job meist auch ausreichend ordentlich.

Wenn Du sicher original ONS willst, musst Du das Geld dafür berappen. Wie oben gesagt, ist aber nicht nötig.

isc ist kein fake und die machen mittlerweile gute Qualität. Sie stempeln stolz ihre eigenen Firmennamen drauf und würden ihren Ruf schädigen, wenn es Schrott wäre. Ist es nachweislich nicht.

("Ja aber ich hatte vor 10 Jahren mit ISC von R.... schlechte Erfahrung gemacht"....gilt heute nicht mehr. Bei Leistungstransistoren von CDIL ist aber auch heute noch Skepsis angebracht, deren Kleinsignaltransistoren sind aber i.O.)

Die Spice Modelle für die von Dir genannten sind fehlerbehaftet und schneller = schlechter, wenn Schwingen sowieso schon ein Problem ist. Vorsicht!

Nur als Warnung:

Einfach Spice oder XY_Spice anwerfen und Ergebnis ablesen....vergiss das. Was rauskommt ist nicht besser als das Halbleitermodell, das man reinsteckt, und das hat es "in sich" (oder eben auch "nicht").

Wenn Norbert die von mir geposteten Modelle (für jeweils denselben Transistortyp) testet, wird er bestätigen können, welche himmelweiten Unterschiede dazwischen liegen. Selbst einfachere Diodenmodelle sind ja noch nicht mal für für viele Allerweltstypen richtig, wie ich oben schrieb. Dennoch möchte ich auf solche Simulationen nicht mehr verzichten. Nur muss man immer vorsichtig bei der Interpretation der Resultate sein und möglichst verschiedene Bauteil-Modelle austesten und auf Unterschiede abklopfen.

Und...

selbst derselbe Transistortyp vom gleichen Hersteller ist über die Zeit auch nicht unbedingt gleichgeblieben, wenn sich der Fertigungsprozess geändert hat.

Siehe hier (eigene Messung, wie MJ15003 auf Rechteckpulsflanke reagiert, Schaltzeit):

Gruß

Reinhard

Hallo Reinhard,

Zitat von oldiefan

Du kannst MJ15003/MJ15004 problemlos vom Hersteller isc nehmen. Kosten derzeit 2,70 € in Wilhelmshaven.

Ich habe sie selbst verwendet - gut!

ich würde das gerne glauben, bin aber sehr skeptisch.

Hast du die originalen DIE mit den DIEs der ISCs mal von der Größe her verglichen? Original sind es ca. 16mm², von ISC damals nur 4mm^{2 _.}

^{Hier siehst du den Unterschied:}

Hallo HaJo,

...wie sagtest Du..."von damals". Heute auch noch?

Ich quäle Endstufen mit den neueren ISC über den Frequenzbereich von 10 Hz bis 90 kHz bei Nennleistung über 15-30 Minuten - keine Ausfälle damit, Klirrfaktor auch in Ordnung. Auch nach mehreren Jahren keine Beschwerden.

Ihr könnt gerne 10 €/Stück und mehr für ONS (Original) ausgeben. Ich will das ja keinem ausreden. Wer kommerziell unterwegs ist, wird das sowieso. Und wer mal eine schlechte Erfahrung mit einer Marke gemacht hat, den werde ich um alles in der Welt nicht dazu bringen, ihr jemals wieder zu vertrauen.

ISC Schlachten und mit Original Vergleichen, das gibt es gelegentlich hier und da zu sehen und in jüngerer Vergangenheit gab's meines Wissens nichts mehr zu beanstanden, auch elektrisch nicht. Siehe z.B. verlinktes Foto.

Ich zerschneide jetzt nicht meine wenigen MJ15003 /MJ15004 isc Transistoren neuer Produktion, die ich noch habe, um Die-Größe zu messen. Denn ich habe da wenig Bedenken, anders als bei allem, wo Motorola oder ON draufsteht und die nicht von Mouser oder Digikey direkt kommen.

https://i.postimg.cc/XJyj6fLx/isc.jpg

Gruß

Reinhard

Zitat von oldiefan

Ich zerschneide aber jetzt nicht meine wenigen MJ15003 Transistoren neuer Produktion, die ich noch habe, um die Die-Größe zu messen.

Naja, es würde einer reichen.

Dann werde ich eben ein paar der ISCs aus Wilhelmshaven kaufen und einen opfern.

Ich weiß aus dem DIYAudio-Forum, dass u. a. ISC an der Die-Größe spart. Beim CV 1600 werden die Transistoren jedoch nicht sonderlich gefordert, sodass tatsächlich kaum Probleme zu erwarten sind. Bei Endverstärkern höherer Leistung und mit höheren Betriebsspannungen sieht das jedoch ganz anders aus!

Beste Grüße, Uwe

Zitat von VixNoelopan

Beim CV 1600 werden die Transistoren jedoch nicht sonderlich gefordert,

Ich hatte "damals" den CV1600 nach einer Reparatur mit den ISCs mit fast Volllast an meinen Lastwiderständen betrieben. Nach ca. 10 Minuten sind sie gestorben.